长引线穿戴设备快充难题与SGM41578 Buck-Boost 方案对策

作者：赖臻
通信作者：成红玉
校阅：陈红生 杨灵

摘要

近年来，穿戴类产品功能日益丰富，健康监测、独立通信、AI交互等功能的引入使整机功耗显著增加。在有限空间内兼顾更长续航与更快充电，已成为提升用户体验的关键诉求，并推动着从芯片、系统到电池材料等多层面的协同创新。然而，高压电池与2~3C快充的引入，在5V适配器输入及长引线结构下，给传统Buck Charger带来了限流与噪声问题。本文基于对该问题的机理分析，阐述了Buck Charger在此类应用中的架构局限性，并进一步介绍了采用Buck-Boost架构的SGM41578方案。

1 应用场景及长引线快充难点分析

续航始终是穿戴类产品设计中最核心的挑战之一。以运动手表为例，在开启全天候健康监测与GPS功能时，电量消耗显著，许多产品目前仍需“日充”才能满足日常使用需求。同样，蓝牙耳机、美容仪、便携音响等设备，也因增加显示屏、氛围灯等功能而引入了更大的系统功耗。为提升用户体验，如何在小体积约束下延长续航并缩短充电时间，已成为业界研究热点，驱动着芯片设计、系统优化到电池材料等各环节的全方位创新。

相较于传统4.2V、4.35V截止电压的锂电池，4.4V甚至4.45V高压锂电池通过提升充电截止电压，使电极材料能够储存更多锂离子，显著提高能量密度，从而使穿戴产品在小空间内实现更高电池容量^[1]。与此同时，硅负极电池技术的成熟，让2~3C快充逐渐成为现实^[2]。

然而，仅靠电池材料迭代，并不能在传统Buck Charger应用中实现全工况快充，甚至还可能引入可闻噪声。图1为颈挂蓝牙耳机充电通路的线路阻抗分析示意，基于此图分析其背后原因：高压电池在大电流充电场景下，穿戴产品内部从适配器接口到充电IC、再到电池的完整输入路径上存在不可忽略的阻抗，该阻抗产生的导通压降会触发Buck Charger的保护机制，导致充电电流提前降低或工作频率落入声频范围。

基于第2章的分析可知，传统Buck Charger架构无法从根源上解决穿戴产品长引线结构（输入路径阻抗）所引起的限流与噪声问题，尤其是当插入的5V±5%适配器输出电压接近公差下限4.75V时，充电电流的受限程度将更加显著。表1给出了不同型号Buck Charger在4.75V适配器输入、4.35V电池电压条件下，对应不同前端线路阻抗时，能够保证全程快充且不产生噪声的最大充电电流。由表1数据可见，随着线路阻抗的增大，可用的最大充电电流急剧下降；在典型穿戴设备走线阻抗条件下，多数Buck Charger已无法支持2C及以上快充。

为实现更大的快充电流，近年来工程师普遍采用提高Charger输入电压的方式来维持全程快充。最直接的方案是通过PD或快充诱导芯片将适配器电压升至9V，以避开低压差工作区；另一类方案则采用配套适配器加分立Boost+Buck Charger，利用前级 Boost将输入电压抬升后再供给Buck Charger。上述方案在功能上均可实现，但代价同样明显：需要配套适配器，适配器兼容性受限，且高压或双级变换引入额外功耗与散热问题，在紧凑的穿戴设备中尤为突出。

针对上述局限，本文第3章提出采用四管Buck-Boost架构的SGM41578方案，可根据输入与输出电压关系自适应切换Buck或Boost工作模式，在保证主流适配器兼容性的前提下，以单级变换的高效率解决穿戴设备快充的限流与噪声问题。

2 Buck Charger 限流与噪声机理分析

如第1章所述，Buck Charger在穿戴设备输入路径存在较高阻抗时的核心问题在于：输入侧线路阻抗导致芯片实际输入电压V_PMID与输出电压V_SYS过度接近，迫使芯片进入低压差工作区。为从根源上理解这一现象，本节先从Buck Charger的自举电路工作机制入手，逐步推导限流与噪声产生的条件。

2.1 自举电路工作原理

以Buck型单节电芯充电IC为例，其核心为内部Buck变换器。对于市面上通用的Charger IC，Buck 电路的High-Side FET驱动大多采用自举电容方案。图2以SGM415xx系列芯片为例，展示了其驱动电路及工作原理示意。其中，VBUS为芯片输入端，PMID为Buck电路的实际输入节点，SW为Buck开关节点；RBFET为防反MOS，HSFET为Buck上管，LSFET为Buck下管。其工作过程可分为两个模态，如图2 (b)和(c)所示。

1)  工作模态1：如图2 (b)所示，LSFET导通，VBUS通过REGN LDO和二极管D给自举电容C_BST充电，忽略二极管压降，则V_CBST可表示为式(1)，最终C_BST电压被充到V_REGN；

2)  工作模态2：如图2 (c)所示，LSFET关断。当上管驱动输出高时，由于C_BST电容两端电压不能突变，驱动电压抬升至V_SW+ V_REGN，此时上管的V_GS = V_REGN > V_GS(th)，上管导通。该状态下， V_CBST的变化如式(2)所示，其中，I_G为上管的栅极驱动电流。

2.2 低压差工况下的降频与声频噪声机理

由2.1节可知，LSFET持续导通时REGN为C_BST充电，而HSFET开通期间C_BST持续放电。若HSFET导通时间过长，自举电容电荷得不到及时补充，HSFET的V_GS将逐渐降低，导通阻抗增大，直至驱动电压不足以维持HSFET完全导通，这正是低压差工况下限流与噪声的物理根源。

图3为Buck Charger简化原理图。其中，I_BUS，I_SYS和I_BAT分别为VBUS，SYS和BAT端的端口电流，则Buck电路输入电压V_PMID和输出电压V_SYS可表示为式(3)和(4)。

结合第1章的分析，在大电流充电场景下，V_PMID与V_SYS往往非常接近。以SGM41542S为例，当V_PMID逐渐逼近V_SYS时，芯片依次经历三种工作状态，其中第三种状态的工作频率将落入声频范围，外围电感、电容均可能产生可闻噪声。三种工况详细描述如下：

1)  工况1（正常开关状态）：当输入电压V_PMID和输出电压V_SYS满足式(5)时，SGM41542S以1.5MHz 的开关频率工作。

其中，D_max为Buck的最大导通占空比，由IC内部根据V_PMID和V_SYS计算出的下管最小导通时间 t_{offtime_min} 决定。

图4为SGM41542S工作在工况1时的测试波形。测试条件为V_BUS = 4.942V，V_BAT = 3.712V， I_BAT = 1.5A，测得 V_PMID = 4.942V，V_SYS = 3.738V。此时SGM41542S 按 1.513MHz开关频率工作，与规格书1.5MHz标称值相符。

2)  工况2（降频工作状态）：当输入电压V_PMID和输出电压V_SYS满足式(6)时，为避免LSFET导通时间过短导致C_BST电容充电不足，芯片主动开启展频功能，降低工作频率。

其中，R_L为电感的DCR，R_{DS(on)_HSFET}为上管导通阻抗。

此时，SGM41542S下管每次导通时间固定为t_{offtime_min}。当I_pk检测信号触及EA输出时上管关闭，随后下管导通t_{offtime_min}，再重新开启上管。工况2下工作频率小于1.5MHz，且V_PMID和V_SYS越接近，工作频率越低。图5和图6为SGM41542S工作在工况2时的测试波形。工作频率f可表示为式(7)。

图5测试条件（测试条件1）：V_BUS = 4.787V，V_BAT = 3.881V，I_BAT = 3A，测得V_PMID = 4.712V，V_SYS = 3.935V。

图6测试条件（测试条件2）：V_BUS = 4.545V，V_BAT = 3.878V，I_BAT = 3A，测得V_PMID = 4.468V， V_SYS = 3.931V。

由图5和图6可知，当V_BUS电压逐步接近V_BAT时，IC并不会无限制地缩小下管导通时间t_offtime，而是会固定在一个确定的值。表2给出了SGM41542S配置3A充电电流的测试情况，当V_BUS不断减小时，若SGM41542S工作在工况2，则t_offtime恒定为120ns，此时通过延长上管导通时间t_ontime调整占空比，工作频率下降，但仍高于声频范围。

3)  工况3（接近100%占空比状态）：当输入电压V_PMID和输出电压V_SYS满足式(8)时，上管导通占空比D≈100%。

此时，上管长时间导通，由式(2)可知，自举电容的电压持续下降。为防止 HSFET 进入不完全导通状态，SGM41542S内部实时检测自举电容电压V_CBST，当V_CBST低于门限V_refresh时，强制进行开关动作以补充C_BST电荷。此时工作频率由C_BST和I_G决定，且输入电压V_PMID和输出电压V_SYS越接近，I_BAT越小，频率越低。图7和图8为SGM41542S工作在工况3时的测试波形。

图7测试条件：V_BUS = 4.375V，V_BAT = 4.172V，设置3A充电电流，此时测得I_BAT = 2.533A，V_PMID = 4.306V，V_SYS = 4.214V。

图8测试条件：V_BUS = 4.318V，V_BAT = 4.156V，设置3A充电电流，此时测得I_BAT = 2.045A，V_PMID = 4.264V，V_SYS = 4.189V。

由图7和图8可知，当SGM41542S的输入和输出电压逐步接近时，其工作模式变为工况3，上管HSFET长导通，工作频率与自举电容的补电有关。此时充电电流无法维持设定的3A，且输入与输出电压越接近，充电电流与设定值差异越大。图7中V_PMID - V_SYS = 92mV，I_BAT = 2.533A，差异不明显，而图8降低了输入源的直流电流，V_PMID - V_SYS仅有75mV，测试I_BAT = 2.045A。表3给出了工况3下SGM41542S的测试数据，当SGM41542S工作在工况3时，I_BAT无法达到设定的3A充电电流值，且随着V_BUS - V_BAT逐步减小，I_BAT逐步减小。

基于工况1~3的描述，Buck Charger在工况1和工况2时，充电电流可以维持设定值，而进入工况3后，充电电流无法维持设定值，且输入电压和输出电压越接近，充电电流降得越低，且会进入声频工况。因此，使用的过程中应尽可能避免输入电压和输出电压的压差过小而进入工况3。

联立式(3)、(4)和(8)可知，当芯片的输入电压V_BUS和输出电压V_BAT满足式(9)时，充电IC的工作频率将落入声频范围，外围电感和电容均可能产生声频噪声。

2.3 基于器件优化的降噪与限流改善方案

由上述分析可知，大电流充电下产生限流与噪声的根本原因，在于IC输入端V_BUS电压相对V_BAT过低。因此，改善方向可归纳为两条路径：一是降低从适配器到 IC 输入端的路径阻抗，二是降低 Charger 内部功率管的导通阻抗总和。本节从这两个维度分别展开。

2.3.1 端口防护器件的选型

结合图1和式(9)，可将判定条件重写为式(10)。

其中，R_in为适配器接口端到Charger IC VBUS端整条路径上的阻抗。包括Type-C子板到主板的阻抗R_j和端口防护电路的阻抗R_p。

图9为分立OCP+OVP方案示意。在该方案中，存在三处较大阻抗环节：保险丝内阻R_FUSE及两个分立 OVP MOSFET 的导通阻抗 R_{DS(on)_Q1} 和 R_{DS(on)_Q2}，每处约 70~120mΩ。相比之下，集成OCP+OVP方案，通过将OCP检测转化为MOS导通压降检测，可省去一个阻抗环节，显著降低总路径阻抗。表4为几款集成OCP+OVP的器件，可见选用集成方案可有效改善Charger的输入源质量，降低噪声发生的概率。

2.3.2 Charger 功率管与外围选型

根据式(10)，对于确定的输入路径，选 用不同Charger时，不产生噪声的充电电流条件可表示为：

由式(11)可知，RBFET，HSFET 和 BATFET 三者阻抗总和越小，可支持的最大充电电流越大。换言之，在相同充电电流设置下，选择功率管总阻抗更小的Charger，有助于改善噪声。表5为几款Charger的阻抗对比。

由表5可知，SGM41542的RBFET、HSFET和BATFET总阻抗为71mΩ，较SGM41513的89mΩ小了18mΩ，理论上，在相同充电电流条件下，SGM41542比SGM41513更不容易进入声频工作区。为验证这一推论，进行对比实验如下：

1)  图10为SGM41513设置3A充电电流时的测试波形。不断降低VBUS电压，当V_BUS与V_BAT压差降至为333mV时，SGM41513工作在工况3，工作频率为291.4Hz，落入声频。

图10测试条件：V_BUS = 4.519V，V_BAT = 4.186V，I_BAT设置为3A，在此工况下测得实际充电电流I_BAT仅有2.63A，未达到设定值。

2)  图11为SGM41542设置3A充电电流时的测试波形。当V_BUS和V_BAT的压差为333mV时，SGM41542仍工作在工况2，工作频率为148.8kHz，充电电流为设定的3A，同条件下并未进入降电流的工况3。

图11测试条件：V_BUS = 4.519V，V_BAT = 4.186V，I_BAT = 3A（与图10测试条件相同）。

3)  如图12所示，进一步降低V_BUS电压，最终测得V_BUS和V_BAT的压差为265mV时，SGM41542进入工况3，工作频率为394.3Hz，落入到声频，此时外围器件有可能会产生可闻声频噪声。

图12测试条件：V_BUS = 4.457V，V_BAT = 4.192V，I_BAT = 3A。

综上所述，通过选用集成OCP+OVP方案，低RBFET、HSFET和BATFET阻抗总和的Charger以及低DCR电感，可有效改善Charger的工作环境，降低可闻噪声风险。但需注意，上述措施属于“缓解”而非“根治”。当输入电压进一步降低或电池电压进一步升高时，Buck Charger仍会进入工况3。这一局限将在第3章中通过Buck-Boost架构予以根本解决。

3 Buck-Boost Charger 改善方案

第2章的分析表明，Buck Charger即使支持HSFET近乎100%导通，其自举架构仍存在固有的输出电流限制。尤其是在电池电压接近充满（V_REG）时，这一限制不仅导致充电电流提前下降、延长充电时间，还会引入充电噪声。图13(a)~(e)展示了5V输入经SGM2536^[9]（内阻23.7mΩ）防护后，分别串联50mΩ、100mΩ、150mΩ、200mΩ、250mΩ电阻模拟线路阻抗，采用SGM41512S Buck Charger 对模拟电池（3.5V到4.4V变化）的充电特性。

测量结果表明，在5V输入、4.4V满充电压条件下，线路阻抗分别为100mΩ、150mΩ、200mΩ、 250mΩ 时，充电电流开始降低的V_BAT电压分别为4.3V、4.2V、4.06V、3.98V。若需实现全程快充，输入线路阻抗须控制在50mΩ以内，这在集成度极高的穿戴类产品中往往难以实现。

3.1 三类传统方案的局限对比

为解决充电电流提前下降及噪声问题，目前业内主要有三类传统方案：

1)  并联方案：利用CC阶段恒流源可并联的特性，通过多颗Buck Charger并联或Buck Charger与Linear Charger 并联，分流单路电流，避免触发Buck Charger的限流阈值。

2)  PD协议升压方案：通过增加PD协议，申请9V/12V的V_BUS电压，拉大V_BUS与V_BAT之间的压差，避开低压差工作区。

3)  分立Boost+Buck方案：前级Boost将经线路阻抗衰减后的输入电压重新升压至固定5V，再供给后级Buck Charger，确保Buck始终工作在正常压差区间。

上述方案若设计得当均可实现功能，但各自牺牲了效率、集成度或适配器兼容性。表6汇总了三类方案的核心特性对比。

3.2 SGM41578 自适应Buck-Boost 方案及其优势

基于上述分析，本文提出采用Buck-Boost架构的充电IC SGM41578^[10]。图14为SGM41578的内部框图，其中Q1和Q2构成Buck开关网络，Q3和Q4构成Boost开关网络。该芯片可根据输入与输出电压关系，自适应切换Buck或Boost模式，从根本上规避了传统Buck Charger因压差不足而被迫进入低压差降频工作的窘境。

SGM41578 的核心优势可归纳为以下五点：

1)  自适应Buck or Boost架构：传统Buck架构无法应对线阻导致的输入电压跌落。SGM41578通过自适应切换Buck或Boost模式，自动平滑切换工作模式，完美支持宽范围输入电压。即使输入路径存在250mΩ阻抗，仍可在全电池电压范围内维持满电流快充。图 15 展示了 5V 输入经过 SGM2536 及 250mΩ 电阻后接入SGM41578，V_BAT从3.5V到4.4V变化过程中I_BAT的电流曲线，可见CC阶段全程无降流现象。

2)  宽输出电压范围：针对穿戴设备BAT线缆较长导致的远端压降问题，SGM41578最高支持4.77V 的输出电压，可通过提高V_REG电压补偿线缆压降，确保电池端满充。

3)  超低待机功耗：4.2μA的超低待机功耗以及0.7μA的Shipping模式漏电，显著降低系统静态损耗，延长设备续航时间。

4)  高效率：自适应Buck or Boost架构在任何输入/输出组合下均为压差最接近的单级变换，效率优于固定升压9V方案或分立Boost+Buck两级方案。

5)  高集成度与小型化：采用WLCSP-1.79×1.79-16B封装，功率管与控制逻辑高度集成，配合1MHz/2MHz 开关频率，外围BOM面积显著缩小。图16为SGM41578的DEMO实拍图，相比需自举电路的Buck Charger方案，占板面积大幅降低。

4 总结

本文从穿戴设备充电输入路径的实际阻抗特性出发，系统分析了Buck Charger在大电流快充条件下产生限流与可闻噪声的物理机理，指出问题的根源在于路径阻抗产生的压降使Buck输入电压过度接近输出电压，导致自举电容欠充、工作频率跌落至声频范围。针对该问题，文章提出两级解决路径：器件层面的优化（集成OCP+OVP、低 R_DS(on) Charger、低DCR电感）可在一定程度上缓解问题，但无法从根本上消除Buck架构“V_IN必须大于V_OUT”的硬约束；而本文提出的SGM41578四管Buck-Boost方案，通过自适应切换Buck/Boost工作模式，彻底移除该约束，在输入路径存在较高阻抗时仍能维持满电流充电，同时兼顾适配器兼容性与单级变换效率，是穿戴设备实现 2~3C 全程快充的优选架构。

5 参考文献

[1] 徐磊敏，栗文强，王亮，等. 超高电压锂离子电池及其关键材料技术[R]. 2019.

[2] Wang T, Li H, Wang Z, et al. Recent status, key strategies, and challenging prospects for fast charging silicon-based anodes for lithium-ion batteries[J]. Carbon, 2024, 230: 119615.

[3] SG Micro Corp. SGM41512S_SGM41512SA_ SGM41512SD Datasheet[EB/OL].
https://www.sg-micro.com/rect/assets/9d10a220-c795-43d0-9648-859e9ce0b579/SGM41512S_SGM41512SA_SGM41512SD.PDF

[4] SG Micro Corp. SGM41542S Datasheet[EB/OL].
https://www.sg-micro.com/rect/assets/45f58ecb-468f-46a0-b44e-d6d5fdefe983/SGM41542S.pdf

[5] SG Micro Corp. SGM2537 Datasheet[EB/OL].
https://www.sg-micro.com/rect/assets/431f6475-7c34-4a4b-80f1-5f23cf900753/SGM2537.pdf

[6] SG Micro Corp. SGM40642 Datasheet[EB/OL].
https://www.sg-micro.com/rect/assets/73584808-b77b-4bcc-88a4-790eefa45db1/SGM40642.pdf

[7] SG Micro Corp. SGM41513_ SGM41513A_ SGM41513D Datasheet[EB/OL].
https://www.sg-micro.com/rect/assets/58a4fe4d-da1d-49a3-b312-5664211d9016/SGM41513_SGM41513A_SGM41513D.pdf

[8] SG Micro Corp. SGM41541_SGM41542 Datasheet[EB/OL].
https://www.sg-micro.com/rect/assets/1e8de70b-657e-4156-be68-a64fdbe8e418/SGM41541_SGM41542.pdf

[9] SG Micro Corp. SGM2536 Datasheet[EB/OL].
https://www.sg-micro.com/rect/assets/48779d0e-8f4f-4e63-8f85-b8c6c4f43862/SGM2536.pdf

[10] SG Micro Corp. SGM41578 Product[EB/OL]. https://www.sg-micro.com/product/SGM41578

 注释

 ¹ 表1中同类产品数据来源于对应公开技术资料。